摘要

本文介紹一種用於LED照明的75W單級電源，該電源採用由臨界導通控制模式控制的返馳式轉換器拓撲設計，其主變壓器的次級側與LED燈串直接相連。這種返馳式轉換器透過恒流回饋電路直接調節LED電流。本文描述的電路即使無需輸入電流感測和輸入電壓前饋，仍能在寬廣的輸入電流範圍上獲得很高的功率因數。本文將透過構建和測試一個原型實驗裝置，驗證有關電路的有效性。

1.引言

近年來，LED技術發展迅速，由於其具有高能效、較長壽命和綠色環保等優勢，被視為最有潛力的下一代照明源。此外，LED技術還能控制色彩、形狀、照明模式以及光線本身。在室內或街道LED照明應用中，需要一個把交流輸入電壓轉換為直流輸出電壓的電源設備(power supply unit, PSU)，並有多種不同的拓撲供選用。由於應用的功率限制，低功率LED照明的PSU一般可採用單級轉換器，而大功率LED照明應用則普遍採用兩級轉換器。而本文將介紹一種用於大功率LED照明的單級PSU。在這個方案中，功率轉換器電路選用返馳式轉換器拓撲，因為它不需要電感式輸出濾波器；而主變壓器本身就執行電感式濾波器的運作，而且輸入和輸出級可被隔離。這種電路採用臨界導通模式(critical conduction mode, CRM) PFC控制器，無需檢測輸入電壓和開關電流，只需要輸出電壓回饋。透過75W單級返馳式轉換器原型實驗，本文對上述單級PSU、控制方案和回饋方法的可行性進行了分析和探討。

2. 用於LED的單級返馳式轉換器

2.1 基本原理分析

圖一 返馳式AC-DC轉換器電路圖

圖一所示為一個返馳式交流直流(AC-DC)轉換器的電路示意圖。這裡同時需要恒壓(constant voltage, CV) 和恒流(constant current, CC)回饋電路，以避免過載和過壓情況的發生。在LED照明中，輸出總是滿載，且LED的正向電壓降會隨LED結溫的升高而減少。因此，在正常情況下，輸出應該由CC模式控制，而CV模式只用於過壓保護。

圖二  FAN7530的模組示意圖

這裡，控制IC採用了電壓模式CRM PFC控制器FAN7530，其內部模組示意圖如圖二所示。在控制電路中，透過對誤差放大器的輸出與內部斜坡訊號進行比較來產生開關訊號，故無需輸入電壓和電流。在穩態期間，開關的導通時間是固定的，但關斷時間是會改變的。因此，開關頻率必然隨輸入電壓的變化而變化，如圖三所示。

圖三  開關頻率的變化

圖四  理論波形

圖四所示為初級側開關電流、次級側二極體電流和閘極驅動訊號(gating signal)的理論波形。MOSFET Q 導通和FRD Do 關斷時在電流為零的條件下運作，而Q 關斷和Do導通時則在硬開關條件下運作。

在返馳式轉換器中，變壓器很容易飽和，因為變壓器只在磁滯迴線的第一象限內運作。此外，如果轉換器在臨界導通模式下運作，其峰值電流會比連續傳導模式下高出很多。因此，鐵芯間應留有空氣隙以防止變壓器飽和。

若在單級AC-DC轉換器中採用返馳式轉換器，由於MOSFET和FRD的最大額定電壓與變壓器的匝數比密切相關，故此選擇正確的匝數比N2/N1是非常重要的。在MOSFET的汲源額定電壓Vdss 和FRD的反向額定電壓VR之間存在一種折衷關係，而這種關係取決於變壓器的匝數比。匝數比越大，需要的FRD直流反向電壓VR也越大，MOSFET的Vdss 則越小。相反，較小的匝數比會導致MOSFET的電壓應力更高， FRD的 VR 減少 。

圖五  VDS /VR 與匝數比一致

圖五顯示了MOSFET的Vdss 和FRD的VR 之間的折衷關係。由公式Po=ηVinIin可知，最大輸入電流Iin(max) = Po/ηVin。如果開關頻率fs 遠大於交流線頻率fac ，在開關期間，可把輸入電流看作是恒定的。

若要定義變壓器的激磁電感，就必須先定義最長開關周期。當載入最小輸入電壓時，最長開關周期就會在輸入電流的峰值點出現。最大輸入電流和開關峰值電流定義如下：

在這裡，

變壓器初級側電壓VT定義如下：

故磁化電感可由下面的算式求得：

MOSFET的電壓應力為

這裡，Vsn 是緩衝電路(snubber circuit)的最大電容電壓，Vf (N1Vo/N2) 是返馳電壓，VLr 是變壓器的漏電感上的振鈴電壓(ringing voltage)。正常情況下，VLr 大約是返馳電壓的1.5倍。FRD的最大反向電壓和正向峰值電流相應為：

2.2  緩衝電路設計

在返馳式轉換器關斷的瞬間，Lleak 與 Coss之間的諧振會產生過大的突波電壓，對MOSFET造成損耗。所以必須抑制這個突波電壓，而加入緩衝電路則可以防止MOSFET故障出現，如圖六所示。

圖六  緩衝電路設計

緩衝器的鉗位電壓為：



緩衝電路的最大功耗由下面的算式決定：

最大功耗為：

這裡，vc=Vf +Vsn 。故阻抗Rsn為：

緩衝電路的最大漣波電壓由下面的算式求得：

緩衝器電容越大，電壓漣波越小，但功耗會隨之增加。所以，選擇正確的參數值是十分重要的。一般而言，比較合理的選擇是：緩衝電壓為返馳電壓的1.5倍，漣波電壓為50V。

3.  實驗結果

為了驗證上述電路的有效性，我們構建和測試了一個75W原型實驗裝置。

圖七  75W原型實驗裝置的照片

表一 電氣參數

圖八  VGS、VDS 和 Id的實驗波形

圖九  輸入電壓和電流的實驗波形

圖十 輸入電壓為265Vac時的汲源電壓和開關電流

圖十一  負載變化下的輸出電壓和電流

實驗裝置的照片如圖七所示。其電氣參數見表一。圖八分別給出了110Vac 輸入和 220 Vac 輸入情況下VGS、VDS 和Id 的實驗波形，由圖可看出，開關電流波形與輸入電壓尖峰吻合良好。圖九給出了110 Vac 輸入和220 Vac輸入條件下的輸入電壓和電流。110 Vac和220 Vac條件下的功率因數分別為0.997 和 0.955。

為了抑制Lleak 和 Coss之間的諧振引起的MOSFET突波電壓，RCD緩衝電路是不可或缺的。緩衝電路的電壓大約是返馳電壓的1.5倍，漣波電壓估計為50V。緩衝電路的電阻和電容由下面的公式決定。

圖十三 效率比較

由此可知，最終選擇了三個 2W 71kΩ電阻、一個4.7nF/1kV電容，以及一個UF4005(UFRD)來構成緩衝電路。圖10所示為最大交流輸入電壓為265V時，汲源電壓電流的波形。電壓漣波測得為54V，最大電壓應力為720V，這表明實際結果與計算所得十分接近。然而，若最大電壓為720V，則需要額定電壓為 800V 的 MOSFET以應付寬輸入電壓範圍。圖11所示為負載變化時的輸出電壓電流波形。在100%、75%, 50% 和 25%的負載條件下，輸出電壓漣波分別為1.76V、1.37V、0.94V 和 0.49V。100%負載條件下的最大漣波是正常輸出直流電壓的3.67%，並觀察到120Hz的電流漣波。

不過，由於輸出電流是連續的，加上120Hz的漣波頻率已足夠高，肉眼是不會看到閃爍現象。圖12給出了輸入電壓為110 Vac, 和 220 Vac時，效率特性隨負載變化的曲線。在110Vac輸入時，中等負載條件下測得的最大效率為85.17%，而在220Vac輸入時，滿負載條件下測得的最大效率為85.95%。圖十三所示為LED照明的單級返馳式轉換器原型實驗裝置所採用的恒定電壓和恒定電流模式回饋電路。由於LED的正向電壓降會隨結溫的升高而減少，LED串必須由恒定電流模式驅動。圖十四所示為原型實驗裝置的V-I 特性。結果清楚顯示，對於所有的電壓條件，恒定電流控制都能夠很好地驅動輸出。

圖十三 恒定電流和恒定電壓回饋電路

圖十四  輸出V-I 特性

4.總結

本文介紹了一種用於大功率LED照明應用的單級返馳式轉換器，並分析了其運作原理。即便該電路結構簡單，也能夠在整個輸入電壓範圍上獲得超過0.95的高功率因數。我們構建了一個實驗裝置以驗證這種LED照明單級返馳式轉換器的有效性。實驗結果顯示，最大功率因數和最大效率分別可達99.7%和85.95%。